分析仪测量法和利用数学分析方法计算法。本文还介绍了正确使用网络分析仪的过程，并提供了一个数学模型，其计算结果与实际测量结果非常接近。
考虑输入阻抗的影响时，设计人员通常能在两类高速ADC之间选择：有缓冲和无缓冲(即采用开关电容)。虽然有许多不同的转换器拓扑结构可供选择，但本文讨论的应用仅涉及流水线架构。
常用的CMOS开关电容ADC无内部输入缓冲器。因此，其功耗远低于缓冲型ADC。外部前端直接连接到ADC的内部开关电容采样保持(SHA)电路，这带来两个问题。
第一，当ADC在采样与保持两种模式之间切换时，其输入阻抗会随频率和模式而变化。第二，来自内部采样电容和网络的电荷注入会将少量信号(与高频成分混合，如图1所示)反射回前端电路和输入信号，这可能会引起与转换器模拟输入端相连的元件(有源或无源)发生建立(settling)错误。
图1：此图反映了内部采样电容的时域电荷注入(单端)与频域电荷注入的对比关系。
通常，当频率较低时(《100MHz)，这类转换器的输入阻抗非常高(数千Ω左右);当频率高于200MHz时，差分输入阻抗跌落至大约200Ω。输入阻抗的虚部(即容性部分)也是如此，低频时的容抗相当高，高频时逐渐变小到大约1-2pF。“匹配”这种输入结构是个极具挑战性的设计问题，特别是当频率高于100MHz时。
输入端采用差分结构很重要，尤其是对于频域设计。差分前端设计能够更好地对电荷注入进行共模抑制，并且有助于设计。
采用带输入缓冲的转换器更便于设计。但不利的一面是这类转换器的功耗更高，因为缓冲器必须设计得具有高线性和低噪声特性。输入阻抗通常规定为固定的差分RC阻抗。它由一个晶体管级进行缓冲，该级以低阻抗驱动转换过程，因此显著减小了电荷注入尖峰和开关瞬变。
与开关电容型ADC不同，输入终端在转换过程的采样和保持阶段几乎无变化。因此，相比于无缓冲型ADC，其驱动电路的设计容易得多。图2为缓冲型和无缓冲型ADC的内部采样保持电路的结构简图。
图2： 所示是无缓冲(a)和有缓冲(b)高速流水线ADC采样和保持电路的比较。
转换器的选择可能很难，但如今的大部分设计都力求更低功耗，因此设计人员往往采用无缓冲型转换器。如果线性指标比功耗更重要，则通常选用缓冲型转换器。应当注意，无论选择何种转换器，应用的频率越高，则前端设计就越困难。单靠选择缓冲型转换器并不能解决所有问题。不过在某些情况下，它可能会降低设计复杂性。
表面上，这似乎非常棘手，但其实有多种办法能够测量转换器的阻抗。技巧在于利用网络分析仪来完成大部分琐碎工作，不过这种设备可能价格不菲。其优点是，当今的网络分析仪可以在一定程度上完成许多功能，像迹线计算和去嵌入等；对于阻抗转换等任务，它可以直接给出答案，而不需要用外部软件。
测量转换器的阻抗需要两块电路板、一台网络分析仪和一点“入侵”知识。第一块板焊接有ADC/DUT(待测器件)，还焊接了其它元件以提供偏置和时钟(图3a)。第二块高速ADC评估板去除了前端电路，仅流连至转换器模拟输入引脚的走线： ADC的阻抗测量需要一块ADC评估板(a)且要将(a)中的前端去掉以用于测量(b)。
第二块板除去了拆掉的前端电路的任何走线寄生效应。为此，一定要使用与图3b所示一模一样但没焊装器件的电路裸板(图4a)。然后切割该裸板，只剩下前端电路走线进入ADC的模拟输入引脚的那部分(图4b)。
图4： 为去掉被剥离的前端电路的导线b所示的未焊件裸板(a)。该板的一个剪切版只允许前端电路导线连接到ADC的模拟输入引脚(b)。
(通常会有足够的铜来完成这一任务)。在此阶段可发挥创造性以保证该连接器的牢固连接。通常，ADC的焊盘(epad)可用于实现转换器本身到地的连接。假设前端电路的两条差分走线相等且对称，那么只需要用其中的一条走线。该板用于实现“通过”测量，最后将从焊有器件电路板的测量结果中减去前一测量结果。
然后只需以差分配置将焊件板(图3b所示的第一块板)连接到网络分析仪。应为该板提
端口(各模拟输入走线)上测得的板寄生效应(图6)去掉。最终将从当前ADC测量结果中减去板寄生效应，仅在图中显示封装和内部前端阻抗(图7)。
图9： 显示的是转换器输入阻抗曲线的“实部”部分，它比较了经测量、数学和仿真方法得到的结果。
图10： 显示的是转换器输入阻抗曲线的“虚部”部分，它比较了经测量、数学和仿真方法得到的结果。
现在讨论图9和图10所示的测量结果。所有三条曲线并不完全重合，但很接近，这是因为某些测量误差总是存在的，而且仿真可能并未考虑到转换器的所有封装寄生效应。因此，某些特定的程度的不一致是正常的。尽管如此，这些曲线在形状和轮廓方面都很相似，相当近似地给出了转换器的阻抗特性。
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